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COOL MOSFET的EMI设计指南!

时间:2019-06-10 来源: 关键字:功率   电阻   

导读

本文简述功率在转换器电路中的转换传输过程,针对开关器件MOSFET在导通和关断瞬间,产生电压和电流尖峰的问题,进而产生电磁干扰现象,通过对比传统平面MOSFET与超结MOSFET的结构和参数,寻找使用超结MOSFET产生更差。

本文简述功率在转换器电路中的转换传输过程,针对开关器件MOSFET在导通和关断瞬间,产生电压和电流尖峰的问题,进而产生电磁干扰现象,通过对比传统平面MOSFET与超结MOSFET的结构和参数,寻找使用超结MOSFET产生更差电磁干扰的原因,进行分析和改善。

随着开关电源技术的不断发展,功率MOSFET作为开关电源的核心电子器件之一,开关损耗是其主要的损耗之一,本着节省能源、降低损耗的基本思想,功率MOSFET技术朝着提高开关速度、降低导通电阻的方向发展。COOL MOSFET是一种超结的新结构功率MOSFET,具有更低的导通电阻,更快的开关速度,可以实现更高的功率转换效率。然而,超结MOSFET超快的开关性能也带来了不必要的副作用,比如电压、电流尖峰较高,电磁干扰较差等。

以下内容以一个反激式转换器拓扑(如图1)为例,简述转换器的功率转换传输过程,从平面MOSFET与超结MOSFET的结构和参数差别,讨论电压、电流尖峰,以及电磁干扰的产生机理,通过外围电路改善并降低电压、电流尖峰,从而实现降低电磁干扰的目的。

 

 

图1包含寄生元件的反激式转换器拓扑图

反激式转换器工作原理

图1为一个最简单的反激式转换器拓扑结构,并且包含以下寄生元件:如初级漏电感、MOSFET的寄生电容和次级二极管的结电容。该拓扑源自一个升降压转换器,将滤波电感替换为耦合电感,如带有气隙的磁芯变压器,当主开关器件MOSFET导通时,能量以磁通形式存储在变压器中,并在MOSFET关断时传输至输出。由于变压器需要在MOSFET导通期间存储能量,磁芯应该开有气隙,基于这种特殊的功率转换过程,所以反激式转换器可以转换传输的功率有限,只是适合中低功率应用,如电池充电器、适配器和DVD播放器。

反激式转换器在正常工作情况下,当MOSFET关断时,初级电流(id)在短时间内为 MOSFET的Coss(即Cgd+Cds)充电,当Coss两端的电压Vds超过输入电压及反射的输出电压之和(Vin+nVo)时,次级二极管导通,初级电感Lp两端的电压被箝位至nVo。因此初级总漏感Lk(即Lkp+n2×Lks)和Coss之间发生谐振,产生高频和高压浪涌,MOSFET上过高的电压可能导致故障。

反激式转换器可以工作在连续导通模式(CCM)(如图2)和不连续导通模式(DCM)(如图3)下,当工作在CCM模式时,次级二极管保持导通直至MOSFET栅极导通,而MOSFET导通时,次级二极管的反向恢复电流被添加至初级电流,因此在导通瞬间初级电流上出现较大的电流浪涌;当工作在DCM模式时,由于次级电流在一个开关周期结束前干涸,Lp和MOSFET的Coss之间发生谐振。

 

 

图2 连续导通模式

 

 

图3 不连续导通模式

图4显示了开关电源工作在DCM模式,实测的MOSFET电压和电流工作波形,除了可以看到MOSFET在开通和关断的过程中,均产生比较大的电压和电流变化,而且可以看到MOSFET在开通和关断的瞬间,产生一些震荡和电流尖峰。

 

 

如图1所示的包含寄生元件的反激式转换器拓扑图,其中Cgs、Cgd和 Cds分别为开关管MOSFET的栅源极、栅漏极和漏源极的杂散电容,Lp、Lkp、Lks和Cp分别为变压器的初级电感、初级电感的漏感、次级电感的漏感和原边线圈的杂散电容,Cj为输出二极管的结电容。图5为反激变换器工作在DCM工作模式时,开关管分别工作在(a)开通瞬间、 (b)开通阶段、 (c)关断瞬间和(d)关断阶段时,所对应的等效分析电路,Rds为开关管的漏源极等效电阻。

 

 

 

 

图5 反激变换器在DCM模式开关管工作在各阶段对应的等效分析电路

在开关管开通瞬间,由于电容两端电压不能突变,杂散电容Cp两端电压开始是上负下正,产生放电电流,随着开关管逐渐开通,电源电压Vin对杂散电容Cp充电,其两端电压为上正下负,形成流经开关管和Vin的电流尖峰;同时Cds电容对开关管放电,也形成电流尖峰,但是此尖峰电流不流经Vin,只在开关管内部形成回路;另外,如果变换器工作在CCM模式时,由于初级电感Lp两端电压缩小,二极管D开始承受反偏电压关断,引起反向恢复电流,该电流经变压器耦合到原边侧,也会形成流经开关管和Vin的电流尖峰。

在开关管开通阶段,二极管D截止,电容Cp两端电压为Vin,通过初级电感Lp的电流指数上升,近似线性上升。

在开关管关断瞬间,初级电流id为Coss充电,当Coss两端的电压超过Vin与nVo(二极管D开通时变压器副边线圈电压反射回原边线圈的电压)之和时,二极管D在初级电感Lp续流产生的电压作用下正偏开通,Lk和Coss发生谐振,产生高频震荡电压和电流。

在开关管关断阶段,二极管D正偏开通,把之前存储在Lp中的能量释放到负载端,此时副边线圈电压被箝位等于输出电压Vo,经匝比为n的变压器耦合回原边,使电容Cp电压被充电至nVo(极性下正上负),初级电感Lp两端的电压被箝位至nVo。当Lp续流放电结束后,D反偏截止,Lp和Coss、Cp发生谐振,导致Cp上的电压降低。

功率MOSFET 的等效分析原理图

MOSFET是电压控制型器件,功率MOSFET的源、漏电极不在同一平面内,也称为纵向MOSFET(即VMOSFET),其具有很多不同于横向MOSFET的特点,一般把功率MOSFET看作一个由横向MOSFET驱动的纵向JFET器件,图6显示了功率MOSFET包含寄生器件在内的等效原理图,其中Lg、Ld、Ls分别为MOSFET的栅极、漏极、源极的引线电感,Rg为MOSFET内部栅极电阻, Cgd、Cgs、Cds为MOSFET寄生电容,D为寄生体二极管。由于寄生器件的存在,使功率MOSFET在反激变换器电路的工作和分析变得复杂,特别是在变换瞬间,寄生参数的分析显得更为重要。

 

 

图6 MOSFET包含寄生器件在内的等效原理图

超结 MOSFET 与平面MOSFET的区别 图7显示了平面MOSFET的截面结构和电场分布,从中可以看出平面MOSFET的击穿电压取决于漂移区的掺杂度和厚度,电场分布的倾斜度与漂移区掺杂度成正比。因此,如需获得较高的击穿电压,就需要较厚且轻掺杂的外延层,但是从MOSFET的导通电阻分布(如图8)中,可以看出外延层的电阻占主要部分,尤其是高击穿电压MOSFET。

 

 

图7 平面MOSFET的截面结构和电场分布

 

 

图8 MOSFET导通电阻分布

综上所述,平面高压MOSFET由于结构的原因,导通电阻较大,导致导通损耗较大,而且开关速度也受到一定的限制,开关损耗也比较大,这显然已经不能满足目前日益要求节能和提高转换器效率的电子市场需求。基于平面MOSFET的缺点,超结MOSFET应运而生,图9给出了超结MOSFET的截面结构和电场分布,与平面MOSFET的截面结构不同,超结MOSFET采用了较深的P型柱结构,平面MOSFET的外延层几乎被交替的N型和P型半导体薄层替换,平面MOSFET与超结MOSFET的等效器件模型如图10所示。

 

 

图9 超结MOSFET的截面结构和电场分布

 

 

图10 MOSFET等效器件模型

超结MOSFET垂直方向上插入P型区,可以补偿过量的电流导通电荷,在漂移层加反向偏置电压,将产生一个横向电场,使PN结耗尽,当电压达到一定值时,漂移层完全耗尽,将起到电压支持层的作用,使器件的击穿电压仅依赖N-漂移区的厚度,而与N-区和P阱区的掺杂浓度无关,且这种电荷补偿越充分,击穿电压越高。由于掺杂浓度的大幅提高,在相同的击穿电压下,导通电阻Ron可以大大降低,甚至突破硅限;同样,在相同的击穿电压和相同的导通电阻Ron下,可以使用更小的芯片面积,从而减小栅电荷,提高开关速度,降低驱动功率和开关损耗,表1显示了西安芯派同型号芯片的SW Planer 系列和SW Cool系列MOSFET的参数对比结果。

 

 

表1 SW Planer 系列MOSFET和SW Cool系列MOSFET的参数对比

反激式转换器产生电磁干扰的原因和传播方式

电磁干扰主要是传导干扰和辐射干扰,传导干扰是在输入和输出线上流过的干扰噪声,来源于差模电流噪声和共模电流噪声;辐射干扰是通过空间辐射的干扰噪声,来源于电场发射和磁场发射,它们之间可以相互转换。

开关电源产生电磁干扰的原因较多,其中以功率开关器件和变压器为主要噪声源。开关器件高频的开通和关断,导致电流和电压的快速变化,电感及寄生电感的快速电流变化产生磁场,从而产生较高的电压尖峰uL=L×diL/dt;电容及寄生电容的快速电压变化产生电场,从而产生较高的电流尖峰iC=C×duC/dt,而其内部引线的杂散电感和寄生电容则是噪声耦合的通道,但是由于这些参数是器件固有的特性,所以电子设计和应用工程师无法对它们进行优化,只能根据器件手册选择匹配的器件。前面已经分析了开关管MOSFET 包含寄生器件的等效分析原理图,超结 MOSFET 与平面MOSFET的结构和参数区别,电磁干扰产生的原因,设计者可以根据情况选择使用和优化。

变压器作为另外一个主要噪声源,而初级次级的漏感、初级的层间电容、次级的层间电容、初级和次级之间的耦合电容则是噪声的通道。如图11所示的包含寄生电容的变压器模型,其中Ca为最外层绕组到磁芯的电容,Ct为辅助绕组到次级绕组的电容,Cs为初级绕组到次级绕组的电容,Cp为初级绕组的层间电容,Cm为最内层初级绕组到磁芯的电容;除此之外,变压器还有磁芯到大地的电容Cme,输出线到大地的电容Coe,初级或次级的层间电容可以通过减小绕组的层数来降低,增大变压器骨架窗口的宽度可以减小绕组的层数。绕组的分离绕制,如初级绕组采用三明治绕法,可以减小初级的漏感,但由于增大了初级绕组和次级绕组的接触面积,因而增大了初级绕组和次级绕组的耦合电容。采用铜皮屏蔽(需连接到初级或次级的静点)可以减小初级绕组与次级绕组间的耦合电容,但由于屏蔽层绕在初级绕组与次级绕组之间,使初级绕组和次级绕组的耦合系数降低,从而又增加了漏感。

 

 

图11 包含寄生电容的变压器模型

差模电流在两根输入电源线(L、N)间反方向流动,构成电流回路,其中一根是差模电流的源线,则另一根是差模电流的回线,主要由开关器件的高频开关电流产生,图12给出了开关管开通瞬间的差模电流流动情况,可以看出IDM=ICp+ nIR−ICin ;图13给出了开关管关断瞬间的差模电流流动情况,可以看出IDM= ICds + Ig− ICp −ICin。

 

 

图12 开关管开通瞬间的差模电流

 

 

图13 开关管关断瞬间的差模电流

换一批

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